栅极驱动光电耦合器FOD31xx系列的功用是用作电源缓冲器，来操控功率MOSFET或IGBT的栅极。它为MOSFET 或 IGBT 的栅极输入供给所需的峰值充电电流，来翻开器材。该方针经过向功率半导体的栅极供给正压(VOH)来完成。若要封闭MOSFET或IGBT，需拉起驱动器材的栅极至0电压(VOL)或更低。
栅极驱动光电耦合器FOD31xx系列的功用是用作电源缓冲器，来操控功率MOSFET或IGBT的栅极。它为MOSFET 或 IGBT 的栅极输入供给所需的峰值充电电流，来翻开器材。该方针经过向功率半导体的栅极供给正压(VOH)来完成。若要封闭MOSFET或IGBT，需拉起驱动器材的栅极至0电压(VOL)或更低。
许多功率操控运用选用两个或两个以上串联功率半导体的“图腾柱”上桥和下桥衔接。上桥N沟道MOSFET漏极衔接至电源的正极(+)端子，而且它的源极衔接至下桥晶体管的漏极上。下桥晶体管的源极衔接至体系电源的负极(-)端。负载驱动的一端衔接至上桥和下桥晶体管的共节点处。上桥和下桥晶体管的正确操控，要求两个晶体管既不能一起敞开也不能一起导通。流入串联上桥和下桥器材的电流被称为“直通”电流。直通电流糟蹋功率，并导致上桥和下桥晶体管的损坏。
消除直通电流的最常见技能是：在上桥和下桥开关切换之间添加推迟或延时。该推迟的引进，是经过操控供给给上桥和下桥栅极驱动器的信号的时刻。
图1是栅极驱动器内部框图。驱动器的每个部分由一个通用电源或偏置电源供电。初始电源敞开时，因为电路的复杂性而存在电路推迟。这些复杂性导致一种状况(在最初上电期间)：当栅极的输出跟从施加的VDD电源的上升沿，直至电源安稳。一旦偏置电平正确，栅极驱动器输出季节至正确的状况：由LED操控。
本运用攻略评论了要害的设计规范，包含LED驱动、初始条件、最大开关频率和功率。
在典型逆变器运用中有三个电源。榜首个是逻辑电源(+3.3 V 或＋5 V 或＋10 V )。第二个是阻隔下桥和上桥驱动器电源(+20 V FOD3182、+25VFOD3120)。第三个是供给给MOSFET / IGBT的高压电源。为了最小化偏压电源安稳时刻的任何影响，一种处理方案是操控电源激活的次序：
峰值正向电流，IF(peak)，为＜1 A (1 μs ,300 pps )。引荐的作业电流为10 mA 至16 mA 。电流上升速率低于250 ns 。LED电流上升的最快速率将最小化传达推迟和输出开关颤动。
FOD31xx产品是高增益(23 db)、高功率输出、光放大器。它们所需的电源带有低输出阻抗，在DC至40 MHz 范围内。运用低 ESR旁路电容和信号接地上，有助于削减自感应电源噪声，并避免输出上升和下降时刻的下降。
选用温度安稳LED、温度补偿放大器和电流源，传达推迟在-40℃至100℃间的改变一般是＋0.2 ns /℃，如图6所示。
选用P沟道MOSFET作为上拉与双极性晶体管比较，有两个长处：榜首，低 RDS(ON)可完成最小的内部电压降，为给定的VCC-VEE供给较大的接通电压。其次，开关推迟比多级PNP晶体管小。图7是FOD3120的压降曲线 输出高压降与TA
光阻隔MOSFET和IGBT驱动器可供给在负载的高压和运用操控逻辑之间的安全绝缘和噪声阻隔。FOD31xx系列的共面结构供给高电介质阻隔和低输入至输出电容，优化了安全性和最小化了噪声耦合。该封装结构使其安全性契合美国和欧洲规范，作业电压超越800 V 。
由负载开关发生的电气噪声引起的搅扰经过共面光耦合技能受阻，而且特别的电逐个光屏蔽进一步削减了开关瞬变至栅极驱动器有源电路间的电容耦合。
一个典型的240 VAC交流电源转化器可发生800 V的开关瞬变，压摆率大于6kV/ μs 。这样巨大的瞬变会在输入和输出之间发生一个3 mA的峰值电流（当运用于一个只要0.5 pF的CIo的阻隔器材时）参见图8。
图8标明，电容耦合了耦合器输入和输出之间的噪声电流。本例中，以耦合器的输出地(GND2)为参阅，共模瞬变呈现一个负电压摆幅。该瞬变将电流从耦合器的输出引至输入。封装电容CO，在输入和输出之间供给主导耦合阻抗。LED封闭，因而栅极输出处于低电平状况。假如从放大器的输入端引出满足的共模电流icM光放大器将敞开。这种噪声电流icM适当小，因为特别的共模屏蔽阻挠了电场改变效应。这种屏蔽导致有用的共模电容耦合低于50 fF。这种共模屏蔽可最小化光放大器的耦合输入或输出。因而，FOD31xx系列按捺了峰值振幅为1.5 kV和压摆率超越15 kV / μs 的正／负共模瞬变。
图9和图10标明，半桥或“ H ”桥式图腾柱装备选用两个功率 MOSFET 。图9标明下桥开关，而图10标明上桥开关。触发操作前，一端是翻开的，另一端是封闭的。一旦开关触发操作发生，两个开关都禁用，构成封闭驻留或“死区”时刻。
这种载荷开关动作发生负dv/dt，如H桥式的两个开关。在这种开关动作中没有载荷直通电流发生特别的重要。请注意，输入LED一般是串联转化衔接。假如上桥门驱动器瞬时接通下桥开关敞开，或许会引起直通毛病。图10标明CMT引出电流流入上桥LED 。
LED电流的起伏取决于:CMT的 dv / dt 、组件的输入-输出寄生电容以及LED周围阻抗。这些阻抗包含：LED电流设置电阻R2和驱动LEDT1时的CCE。
逆变器用于发生240 VAC电源，可发生脉冲宽度大约为100 ns 、3 mApk的LED电流。该脉宽足以激活上桥驱动器并导致直通毛病。经过削减LED周围的断态阻抗能够最大极限地削减该毛病的敏感度。这些较低的阻抗为﹣ dv / dt开关动作形成的CMT电流供给备选途径。如图9所示，- dv / dt开关动作发生CMT ，也可经过下桥 IGBT 驱动器看到。此瞬态测验引出电流流入下桥LED。此瞬态效应最小。LED现已敞开，迫使更多的LED电流仅取得正确的下桥开关动作，而且，增量CMT电流经过晶体管T2并联至GND1。
当高端开关导通时将发生正dv / dt 。图10标明，该+ dv / dt 的作用是：封闭低端开关。正CMT能够引出电流流入低端驱动器内的 OFF LED 。假如 dv / dt满足大，该CMT当即迫使低端IGBT驱动器导通。该正CMT也能够终究靠高端开关看到。该dv / dt一般有助于坚持高端驱动器导通。
当图腾柱半桥电流运用中选用FOD31xx驱动器时，CMTI是必要的。在正常电路作业期间，开关瞬变至关重要，不会导致封闭的栅极驱动器转为导通状况。这种因为半桥式图腾柱操作自诱式导通，需求LET联驱动器改进抗噪声才能。
在上个比如中，LED三以串联办法与驱动器装备衔接。CMT能经过封装吸收或灌入电流CIO，导致OFF LED导通。常关LED在封闭状况供给比较来说较高的阻抗。这种潜在问题，能够终究靠减小LED封闭状况阻抗来消除。当LED关断时，经过在LED周围供给低阻抗并联途径来处理该问题。图11阐明晰并联LED驱动器电路。
为了提高抗噪声才能，可选用并联LED驱动器。并联LED驱动器的优势如下：
2）经过封装电容耦合的负载dv / dt ，被耦合至低阻抗（要么导通LED ，要么导通BJT或逻辑门的导通电阻）中。
当 LED 与驱动器开关并联时，将发生电流分流驱动。图11选用开路漏极逻辑门U1，作为驱动器：
外部或自发生的共模和正常形式噪声能够导致操作毛病。最小化操控逻辑和功率半导体之间的耦合电容，大大减小了共模噪声瞬态转化为正常形式噪声脉冲。在驱动点选用低的、平衡阻抗来改进抗噪声才能。操控功率MOSFET选用电流阻隔驱动器最小化共模的噪声耦合。FOD31xx系列MOSFET驱动器的内部屏蔽最小化驱动器CMTI。选用并联LED驱动器最大化输入网络的CMTI，削减了共模噪声脉冲转化为正常形式LED驱动信号的风险。
怎么核算FOD3120功率МOSFET / IGBT栅极驱动光电耦合器的最大开关频率
核算最大开关频率的榜首个过程是确认在最大作业日结温125℃和环境和温度100C时，FOD3120输出驱动器MOSFET的最大功耗。前一节阐明晰根据FOD3120稳态热阻，在TA=100℃时，上限功率是210 mW 。
输出IC的上限功率是稳态IC功率与输出功率MOSFET晶体管功耗之和。准确联系如下式（1):
输出晶体管的最大答应功耗POUT，是最大 IC 功率PIC与静态IC 功率PSTATIC的差。
在环境温度100 ℃时，输出晶体管耗散的稳态功率为96 mW 。输出功率耗散在输出 P 沟道和 N 沟道晶体管的漏极至源极的串联电阻 RDS ( ON ）上。
图12显现的是，FOD3120和N沟道功率MOSFET之汇作间的互连。图13供给了用于核算FOD3120输出功率的力器等效电路。P沟道晶体管建模为带有3.5Ω的串联电阻的开关。FQA9N90C_F109的输入建模为串联 RC 电路。电路元件是栅极至源极电容2730 pF 、与25Ω等效力率串联电阻（ESR）串联。
下面将评论RMS在输出晶体管上的功耗，给出MOSFET栅极充电和放电电流，以及FOD3120晶体管RDS(ON）的电压降。
图14显现的是，当FOD3120驱动功率MOSFET的栅极时，输出电流的波形。再看一下图13，当开关衔接至串联电阻RGS、 RDS ( ON)和输入电容 CGS时，初始充电转化如图所示。当开关翻开，电流上升至峰值Vcc / rGS。充电电流呈指数下降由CGS、电阻RGS和RDS(ON）确认。
FOD3120的MOSFET峰值功耗由峰值电流和指数的推迟时刻(t)确认，其间：
在输出处的结温添加是热阻和输出驱动器的RMS功率产品。在等式(7)中给出核算RMS功率的等式。变量p，是功率脉冲均匀期间的时长。图14阐明在每个LED转化时，都存在驱动电流脉冲。作业频率界说为1/(2 x p )。该界说经过平衡剖析：
使用等式（8）的初等微积分，求解等式（7), RDS= RDS(ON)的定积分：
图16标明，在驱动输出功耗96 mW的FQA9N90C_F109时，容许的最大作业频率低于20 kHz 。首要的约束要素是最坏状况下的技能标准﹣输出驱动器的 RDS ( ON )。
假如部件的最大 RDS ( ON ）被指定为：当作业条件 Io图17为1 A 时，其值挨近典型值1.0Ω，成果或许如所示。
图17阐明，假如 RDS(ON)等于1.0Ω；在100℃和 Vcc =30 V 时驱动FQA9N90C_F109 MOSFET ，开关频率或许为150 kHZ 。
本运用攻略要点介绍了阻隔门驱动电路的可靠性和功能优化的一些办法。选用通用的公式核算栅极充电传输功率，该功率供给给驱动MOSFET(FQA9N90C_F109)。但是，该剖析并没有描绘驱动器IC内的功耗。使用等式(8)核算FOD3120的输出功率MOSFET的功耗，是RDS(ON)、 Vcc、驱动МOSFET的栅极电容和栅极等效串联电阻(ESR)的函数。
